Приветствую! Если честно, мы не занимаемся популяризацией своего канала т.к. не знаем как и главное - зачем. Заглядывайте к нам, бывает интересно, хотя публикации не часты т.к. отражают реальную скорость выполнения тех или иных проектов/работ и занятости:)
Здравствуйте на 05:15 вы говорите о расчете нагрузки на драйвер исходя из емкости затвора и частоты переключений, как я полагаю, а можете показать этот расчет для типового случая?
Это очень хорошо, что вопросы есть. Готов ответить. Реализация данного преобразователя не безупречная - на тот момент я стремился применить имеющиеся компетенции (например, защиты на россыпухе что бы контроллер был прост как три копейки, а зашиты отключаемы и не связаны с IC контроллера), сегодня я бы сделал эту топологию на другой базе (контроллере).
хмм интересно. ncp1392 по сути упрощенный резонансный контроллер, аналог L6599. Конденсаторы резонансника я считал по даташитам эпкос, там номограммы. Так же можно по листкам для K78-2 .Частота известна, ток известен, далее для емкости считаем размах напряжения и смотрим по номограмме. Какой получился диапазон регулирования ?
ncp1392 контроллер полумоста со встроенным генератором и токовым управлением последним, благодаря токовому управлению становится возможным очень просто навешивать различные обратные связи, а значит можно сделать резонансник. Использовал этот контроллер потому что он хорошо себя зарекомендовал в TV блоках питания, дешев, а главное для не типичного резонансника (параллельно нагруженного) все обратные связи реализуются так как хочет разработчик и не связаны с внутренней логикой микросхемы. L6599A для данного применения слишком хороша:) и конечно богаче функционалом в сравнении с 1392, но здесь не типичный резонансник. Диапазон регулирования практически от 0 т.к. ток в резонансном контуре параллельно нагруженного резонансника всегда течет, но в этом применении от 170 до 240 В (вторичка за выпрямителем), если вопрос по резонансному контуру, уже не помню - надо расчетку посмотреть, не под рукой. Сложности те же что и для LLC - высокое напряжение на резонансном контуре, а здесь - большой ток через емкость резонансного контура. Да, я тоже смотрел номограммы из datasheet EPCOS.
@@DigitalCAT-electronics не возьму в толк про какое токовое управление Вы говорите. обычный генератор с управлением частотой как та же IRS2795, такие простенькие микры есть у многих производителей. L6599 чуть понавороченнее, но не так чтобы сильно. Также очень доступна. На сколько я вижу все их можно и как у Вас использовать для параллельного LLC, так и для последовательного. Порядка 20% диапазон регулирования на последовательных LLC получается без проблем, выше не пробовал, что хватает для ГОСТ-овской сети. Но у последовательных LLC преимущество в том, что нет выходного дросселя и можно делать много обмоток с нужными напряжениями при стабилизации по одной из них, причем разница будет не очень большая в пределах 5% у меня получалась. Но возможность регулировать почти от 0, если оно действительно так это круто и полезно для некоторых приложений.
@@payalnik-v-goloveСовершенно верно - обычный генератор в микре, инжектируя ток (да как обычно - через резистор) мы управляем частотой: skip. Current Controlled Oscillator The current controlled oscillator features a high−speed circuitry allowing operation from 50 kHz up to 960 kHz. However, as a division by two internally creates the two Q and Q outputs, the final effective signal on output Mlower and Mupper switches in half frequency range. The VCO is configured in such a way that if the current that flows out from the Rt pin increases, the switching frequency also goes up. Skip. Это и есть то о чем вы говорите. Да, все высоковольтные драйверы полумоста (и без встроенного генератора в том числе) годны для резонансника. Большой разброс напряжений при множественных выходных напряжениях и стабилизации по наиболее нагруженной обмотке да еще и регулировании, в данном случае решен необходимым запасом по входному напряжению вторичного преобразователя (при этом Uвых вторичного преобр. < Umin вых), а улучшение групповогой стабилизации путем применения дросселя групповой стабилизации. Мне необходимо было регулировать основное выходное напряжение в достаточно широких пределах с целью управлением мощностью РЧ каскада усилителя мощности работающего в классе Е.
@@DigitalCAT-electronics дроссель групповой стабилизации в статике не влияет на выходное напряжение. Под токовым управлением в импульсных преобразователях несколько другое подразумевается. В данном случае управление по напряжению.
@@payalnik-v-golove Здесь говориться о токовом управлении частотой генератора и тот факт, что там резистор, а... что там должно быть? Закон ома никто не отменял. Я управляю таким генератором током, инжектируя ток от источника напряжения посредством резистора расчитанного по закону ома через развязывающий диод и мне важно именно токовое управление частотой потому, что с диодной развязкой я вешаю в параллель кучу обратных связей и или систем защиты управляя частотой по своему замыслу. Обратная связь или управление по току в преобразователях - об этом я не говорил.
Добрый день. Впервые запустил корректор мощности на контроллере ICE3PCS01. Настроен на Uвых=380В. Удивила точность поддержания выходного напряжения +-20мВ, при не быстром изменении входного переменного напряжения от 70В до 240В (больше ЛАТР не выдаёт), настроил пока в упрощённом варианте.
Далее необходимо сделать DC-DC преобразователи с управлением по токовой петле 4-20мА, в трёх вариантах, с Uвых= 1-5В, 2-8В, 3.5-16В, и выходными токами при максимальном выходном напряжении соответсвенно 20А, 28А и 33А. Подскажите, есть какие ни будь мысли на тему, по какой топологии лучше проектировать данные DC-DC. Сам же для начала хочу попробовать на STM32 push-pull, может быть с синхронным выпрямлением. А для страховки закупил контроллеры UCC28950-полный мост+синхронный выпрямитеь, но там расчётов на 60 страниц, боюсь много времени уйдёт за отсутствием опыта его применения. С уважение, Сергей.
Сергей, доброго времени. Хороший результат - ICE3PCS01 не самое простое решение по причине наличия большого количества защит и нескольких контуров управления, кроме того, весьма чувствительна к правильной разводке PCB, у меня с первого раза не взлетел 1кВт+... У вас пост регулятор - в качестве источника тока используется? Как я понял, вы планируете управлять по току, стабилизация тока нагрузки будет? Ток контура (петли) упрпвления планируете по первичной стороне измерять или по вторичнной? Топология двухтактного понижающего преобразователя (Push Pull) - нормальный выбор для указанных вами токов и напряжений выхода преобразователя. Конечно, на токах больше 10А, SR даст выигрыш, в КПД, уменьшит массо габаритные (удельные) показатели, хотя будет несколько дороже. Полный мост со сдвигом фаз на контроллере от TI, я бы не делал - заметно дороже и избыточно для необходимого вам диапазона выходной мощности. Да и как вы сказали - расчет заметно сложнее. Решения на ST32 и применение МК в источниках питания конечно видел и внимательно слежу за развитием. Но сам пока не имею необходимых компетенций по реализации и синтезу цифровых регуляторов, но напротив, накоплен определенный отрицательный опыт по использованию МК в промышленных САУ - нужно быть очень внимательным в выборе серии и производителя МК. Бывает так, что "глючит" и хорошо, что всегда есть WDT, но это - костыль и в задачах с жестким таймингом, как в вашем случае, нужно взвесить все за и против использования МК в качестве контроллера dc/dc преобразователя. Хотя, как я сказал ранее - появление МК в СУ ИБП это неизбежность и современная тенденция. Жаль, что все руки, желание не доходит до создания сайта - попросил бы делиться опытом.
@@DigitalCAT-electronics Добрый день. ИБП проектирую для установки выращивания кристаллов. В ней имеется 24 канала управления от ПЛК, вернее от пристыкованных к нему модулей ЦАП. Для устранения синфазных помех, управление осуществляется по петле 4-20 мА для каждого из каналов. ПИД регулятры реализованы в программе на компьютере. Ранее управление нагревателями осуществлялось с помощью тиристоров по первичной обмотке трансформатора и блока управления тиристораи. Но при наличии 24 каналов в итоге выходили из строя блоки управления, до окончания процесса выращивания, который может длиться до 14 дней. В мою задачу входит только надёжное управление нагревом. Почему выбор STM32? Ну во первых я уже знаком с этим микроконтроллером. 2. Встроенные АЦП. 3.Легко реализуется ШИМ. 4.Легко параллельно реализуется диагностика самого модуля упр-я . Из опыта работы с STM32- эти микроконтроллеры могут творить чудеса. Мне удалось разработать и реализовать математический алгоритм вычисления параметров синусоидального сигнала (амплитуды и сдвига по фазе) из шума более чем в 1000 раз превышающий сам сигнал. Всё это в реальном времени. Несмотря на выполненную работу, не считаю себя профессионалом в программировании этого МК. В данной работе больше было физики, математики и электроники. В современных STM32 есть аппаратные функции реализации Push-Pull, LLC топологий. Управление каждым нагревательным элементом будет осуществляться, например, импульсным регулятором напряжения, Uвых 1-5В. Током до 23А, Контур упр-я реализуется через термопару и ПИД регулятор, реализованный на компьютере.. PFC - заработать то заработал, но настроил его не до конца. Для упрощения первого включения, я отключил некоторые защитные функции. Основная проблема после того, как он заработал, был звон (иголки)? как в силовых цепях, так и в сигнальных . Мультиметр, в режим измерения напряжения, верещал при этом непрерывно, так, как будто он стоял на прозвонке. Но эта проблема легко разрешилась путём установки Y1 конденсаторов в соответствующие места платы. Плату проектировал с учётом рекомендаций. Так как разрабатывается три варианта регулируемых ИБП, синфазный дроссель, дросель PFC и диодный мост , для удобства размещены на платках сменных модулей. Вообще могу сбросить фото. Поскольку у меня будет 24 шт ИБП, я хотел не по отдельности на каждом PFC замыкать контакты реле блокировки термистора (или резистора) после зарядки конденсатора, а наоборот, с помощью некоего супервизора питания реле, включать это реле на размыкание НЗ-контакта, на время достаточное для зарядки конденсатора , после реле отключается, НЗ-контакт замыкается и запускается PFC, То есть реле включается только один раз для зарядки ёмкости , перед запуском PFC. Допускаю, могут быть подводные камни. Есть ещё проблемы с PFC, но попробую позже с ними разобраться. Сейчас главное DC-DC, чтобы заказать радиодетали. Видимо не писатель, сил нет больше писать.
@@СергейСтрелочных-и9г Сергей, я восхищен! Всяческой инженерной удачи! Все никак не решусь перейти на Cortex ядра - что то мешает:) Я реализовывал многоканальный PID с апериодическими звеньями на целочисленной арифметике в 8 битном МК, кстати, управлял тиристором с нагрузкой, не помню точно, 1.8 Квт на канал, но триаки конечно обвешаны защитными цепями и демпферной индуктивностью т.к. коммутируются при переходе напряжения через 0, а метод управления - пропуск периодов в интернетах более известен как метод Бразенхема. В итоге бонусы: минимизация коммутационных перенапряжений и бросков тока а так же помех излучаемых в сеть. Установку гонял трое суток непрерывно в условиях промышленной сети производства. Эксплуатирую уже три года. Интересно посмотреть на pcb's PFC и особенно на модульную реализацию платы с индуктором. Если не сложно, вот мой e-mail: fury.alone@gmail.com Спасибо!
Доброго времени Роман. Расчет трансформатора и вторичек ничем не отличается от расчета обычного трансформатора. Рекомендую старый appnote от IRF: AN-965A, на который и я ссылаюсь в обзоре. Очень простое, а главное - имеющее практическую применимость изложение. Суть проста. В параллельно нагруженном резонансном преобразователе напряжение на первичке равно напряжению на конденсаторе резонансного контура. Под имеющиеся у разработчика номиналы С для заданного напряжения ККМ, подгоняем характеристическое сопротивление проектируемого контура, задаваясь соотношением индуктивности резонансного дросселя и первички трансформатора, определяем индуктивность первички трансформатора далее можно хоть руками, хоть в программе "Старичка" для полумоста по индуктивности считать витки первички для выбранного магнитопровода.
@@DigitalCAT-electronics Подскажите пожалуйста, как Вы рассчитали ДГС для параллельного LLC? Просто я обратился на сайте cxemнет за расчетом к Владимиру Денисенко (Starichok) он ответил что в резонансных преобразователях ДГС не бывает.
@@РоманИвакин-ц6ж Роман, здравствуйте. Считал в программе Владимира Денисенко - программа расчета дросселя групповой стабилизации на кольцевых сердечниках CalcGRI. Нет причин не использовать дроссель в качестве элемента выходного фильтра, для полумостового резонансного преобразователя. С учетом того что в данном конкретном преобразователе имеется несколько выходных напряжений/вторичных обмоток при этом потребляемая мощность от от одной из обмоток составляет при полной нагрузке 90%, применение связанных дросселей позволяет в обмотках с малым потреблением оставаться в режиме непрерывного тока и избежать выброса напряжения. В этом цель использования связанных дросселей в предложенном решении.
Добрый день, подскажите пожалуйста, Вы говорите что преимуществом резонансного преобразователя является возможность регулирования напряжения выше или ниже входного. И у меня возник вопрос: при использовании обычного полумостового преобразователя такое регулирование реализовать невозможно?
Приветствую! Полумостовой PWM преобразователь так же позволяет осуществлять преобразование, регулирование с напряжением вторичной обмотки ниже или выше входного напряжения, регулирование будет осуществляться, например, изменением скважности. Но PWM HB работает в режиме жесткой коммутации - ключи испытывают импульсные перегрузки. Конечно, можно улучшить ситуацию применив вариант управления ключами с привязкой к переходу тока/напряжения через 0, но такое решение во первых снизит глубину регулирования, во вторых, в реализации вряд ли будет проще чем резонансная топология. В общем все бонусы резонансников получаются из за колоколообразной формы напряжения на резонансном контуре и синусоидальных токах текущих через ключи, резонансный контур и первичную обмотку трансформатора. Благодаря этому мы получаем в резонансниках и естественным образом падающую нагрузочную характеристику (защита от КЗ уже в кармане) и меньшие величины пиковых, действующих, средних токов.
Доброго времени! Вольт секундный инеграл я имел ввиду: Индуктивность подключена к источнику напряжения которое изменяется по закону U(t), тогда магнитная индукция в сердечнике определяется соотношением известным как вольт-секундный интеграл. Формулы не вставляютя, поэтому сделал запись так. B(t)=(1/s)*TU(tau)dtau + B0 Где: B(t) - магнитная индукция, S - площадь поперечного сечения сердечника, B0 - магнитная индукция до приложения напряжения. Т - длительность импульса (от 0 до tau). Из этого выражения можно определить напряжение при котором магнитная индукция достигнет заданной - индукции насыщения (при макс.раб. температуре магнитопровода)
@@ИванИванов-з8ъ9ч Трансформатор тока, тоже - трансформатор и все соотношения описывающие физические процессы в трансформаторах, верны и для трансформатора тока. В частности, можно определить предельное значение вольт секундной площади (интеграл) для первичной обмотки имеющей один виток так: Np (Np =1) = (Vp*t)/ (dB*Ae) где Vp - напряжение на первичной обмотке (правильнее - изменение напряжения за интервал t), dB - изменение индукции магнитного поля за интервал t t - длительность интервала = длительность импульса, у нас резонансник значит синусоида, далее понятно. Ae - площадь поперечного сечения магнитопровода трансформатора тока. Ae, Bmax, V×C product берем из Ds на готовый трансформатор тока ну или характеристики мвгнитопровода, кривая намагничивания для материала магнитопровода... Два хороших материала по теме: 1. www.google.com/url?sa=t&source=web&rct=j&url=www.epsma.org/Making%2520sense%2520of%2520current%2520sense%2520transformers.pdf&ved=2ahUKEwi07by3jNXrAhWmlYsKHdkDCDMQFjAYegQICRAB&usg=AOvVaw0iAzM-A2VV_DUFqAiogtOE 2. www.google.com/url?sa=t&source=web&rct=j&url=selinc.com/api/download/121665/&ved=2ahUKEwi07by3jNXrAhWmlYsKHdkDCDMQFjAVegQIBhAB&usg=AOvVaw2BKgiBxCLQKh6xtRfzWYUp
Совершенно согласен - 650V Vds при 385V на входе - достаточно! Работать в режиме мягкого переключения будут. Но 500V старых IRF у меня уже нет, а 650V из наличия все тяжелые для этого драйвера - слишком большая входная емкость и полный заряд, драйвер не проходил по перегреву да и из опыта - фронты тянуть начинает сильно, перегрев ключа дополнительно. А старые добрые SPP17N80C3 оставались в большом количестве.
Здравствуйте. На вашем канале есть два видео по проектированию корректора коэф. мощности, где вы применяете контроллер серии ICE3. В данном примере используется FAN7930C. Подскажите, чем обусловлен такой выбор? Не подсчитывали ли вы, или измеряли , какой кпд данного преобразователя? И ещё, если это допустимо, можно с вами как нибудь связаться? Адрес моей электронной почты: sts-5@ya.ru. Скайп: sts--555. Постоянно наблюдаю за вашим каналом. Всегда можно подметить интересные изюминки.
Сергей, доброго времени! Отсутствовал и пропустил ваше сообщение. ICE3 не использовал в этом проекте по причине избыточности защит последнего. В случае если впервые разрабатывается PFC и (или) на большие токи (мощность), ICE3 не самый простой в применении. Выбор FAN7930C сделан по причинам: более прост чем ICE3, легко доступен (у меня десяток скопился) имеется spread sheed (расчетка) и проектируемый ИП делается на микросхемах от ON Semi (хотя, конечно, FAN это FAIRCHILD - до покупки последней ON) КПД корректора при равных мощностях и режимах работы (ток в индуктивности) мало зависит от примененного контроллера. Следует подвергать оптимизации: 1. Выбор частоты переключения при номинальной нагрузке и низком входе, 2. Подбор ключевого MOSFET, 3. Выбор материала ферромагнетика накопителя энергии - BOOST индуктора. Собственно и основные потери распределятся между MOSFET/ДИОД/ИНДУКТОР, при больших мощностях значимыми становятся потери в первичном выпрямителе... КПД еще не измерял - не все компоненты поставили, да и идей просто о-о- очень много, а времени 24 часа:) Письмо напишу. С уважением.
@@DigitalCAT-electronics Добрый день. Спасибо за ответ. Ещё вопрос. По какой методике вы измеряете кпд? У меня есть прибор китайского производства, позволяющий измерять затраченную энергию от сети с дискретностью 0,01 Втч. Естественно требуется тарирование, например по нагреву воды в теплоизолированной ёмкости, и последующим измерением кпд PFC, опять же с путём нагрева воды. Производители PFC контроллеров используют при этом специализированные приборы, которые стоят не дёшево. Как это делаете вы?
@@СергейСтрелочных-и9г Сергей, доброго времени! Вам сертификацию устройства проходить? Калориметрический метод, на мой взгляд, будет не самым легким решением. Да и зачем? Я поступил так: у меня есть AC датчик переменного тока, два вольтметра (постоянный ток и переменный ток) и регистраторы для этого комплекта - Fluke, в предположении что на входе корректора крест фактор тока и напряжения мало отличаются от sqrt(2) т.е. синусоидальны, я подключил два ваттметра (AC на входе, DC на выходе используя Кельвиновское подключение калиброванного DC шунта на вторичке и подключение приборов на двух сторонах в одной точке - без промежуточных проводников, как рекомендовано: "Test Method for Calculating the Energy Efficiency of Single-Voltage External Ac-Dc and Ac-Ac Power Supplies". Далее снял показания для 250/500/1000 Вт нагрузки и проделал это для низкого и номинального входа используя ЛАТР. Но если нужен тест отчет и сертификация то этот колхоз не годится ровно как и калориметрия - только брать в аренду на пару дней power analazer и электронную нагрузку. Но если сертификация, то зачем? Там все это и сделают... Для себя? Но расчитайте составляющие потерь - дроссель, mosfet, диод, esr накопительного конденсатора, aux источник (если есть), мостовой выпрямитель на входе - эти "узлы" уже дадут точность расчета порядка 2% (остальное - что не учли). А калориметрирование это больше для СВЧ, лазерной техники. В случае импульсного источника питания, ККМ можно отнести к ним, на выходе 380 - 400 (В), да еще нагрузку надо ступенчато менять. Чем воду, алюминий и т.п. греть? Набор резисторов, на киловатт? Нихромовый проводник? А теплоизоляция в общем сложно это получается... В классическом применении калориметрического метода определения мощности, нагрузка не меняется! Но нагревается быстрее или медленнее в зависимости от подводимой к ней энергии.
@@DigitalCAT-electronics Добрый день. Спасибо за подробный ответ. Конечно всё что вы написали, увидеть бы на "бумаге". Измерение КПД - это мне это нужно больше для себя, чтобы контролировать КПД помимо расчётов PFC. На сегодняшний день у меня есть прибор PR10, о котором упоминал ранее, измеритель температуры, ювелирные весы, ЛАТР. И далее два варианта измерения КПД. 1. Калориметрическим способом. 2 На STM32 собрать измеритель мощности и потребляемой энергии по постоянному-пульсирующему току, и совместно с PR10 уже определять КПД, но это отдельная работа, на которую нет времени. В Иркутске взять приборы на прокат тоже негде. Кстати по калориметрии. У меня есть опыт определения КПД этим методом. Лет пят назад в интернете промелькнула информация о том, что что автору, если не изменяет память, Душенову, удалось получить на галогеновых лампах КПД 400-500% тепловой энергии. Мы с другом решили это проверить от сети 50Гц. Естественно, больше 100% не получилось, но разница в показаниях и расчётах была десятые доли процента. Измерения проводились в теплоизолированной ёмкости, градуированной термопарой +прибор, масса воды измерялась ювелирными весами, вода дистиллированная. Токовводы ламп изолировались от воды. Также учитывались теплоёмкость самой лампы и потери в проводах. Естественно не хотелось бы возиться с водой и калориметрией. Статью "Test Method for Calculating the Energy Efficiency of Single-Voltage" можно отправить? Запрос сделал, но пока ответа нет. С уважением, Сергей.
Сергей, приветствую. Написал вам большой ответ, но все пропало, все:) напишу заново, но уже кратко: Вот ссылка с документом: law.resource.org/pub/us/cfr/ibr/003/ca.energy.test.method.2004.pdf Я думаю, что метод измерения мощности на входе и мощности на выходе это то, что вам нужно, тем более, что парк приборов для этого у вас почти есть - ЛАТР и PR10, осталось добавить два вольтметра постоянного напряжения и шунт 75 мВ ( или резистор подходящей мощности, точности и сопротивления). Конечно, при 1000 Вт выходной мощности, наибольшая сложность это нагрузка. Кто то использует лампы накаливания ,кто то резисторы ПВ помещает в банку с водой, кто то берет электронную нагрузку - все по возможностям. А к коллегам сообщающих о нарушении второго начала термодинамики я отношусь настороженно.
Более двух лет существуете а я только сейчас вас нашёл!
Приветствую! Если честно, мы не занимаемся популяризацией своего канала т.к. не знаем как и главное - зачем. Заглядывайте к нам, бывает интересно, хотя публикации не часты т.к. отражают реальную скорость выполнения тех или иных проектов/работ и занятости:)
Здравствуйте на 05:15 вы говорите о расчете нагрузки на драйвер исходя из емкости затвора и частоты переключений, как я полагаю, а можете показать этот расчет для типового случая?
Приветствую! Да, конечно! Куда прислать?
@@DigitalCAT-electronics torcevda@mail.ru Спасибо!
@@@TDMLab отправил. Я оригинальные материалы отправил включая перевод базовой статьи на Русский, если будут вопросы - пишите!
@@DigitalCAT-electronics Спасибо! У вас большая подборка апноутов и статей по тематике, сразу видно профессионально занимаетесь, еще раз спасибо!
Очень интересная идея и перспективная, все грамотно, однако, есть вопросы....
Это очень хорошо, что вопросы есть. Готов ответить. Реализация данного преобразователя не безупречная - на тот момент я стремился применить имеющиеся компетенции (например, защиты на россыпухе что бы контроллер был прост как три копейки, а зашиты отключаемы и не связаны с IC контроллера), сегодня я бы сделал эту топологию на другой базе (контроллере).
А вы не можете пояснить назначение диода VD4 на 2:40?
Защита от выбросов отрицательной полярности входа current sence
хмм интересно. ncp1392 по сути упрощенный резонансный контроллер, аналог L6599.
Конденсаторы резонансника я считал по даташитам эпкос, там номограммы. Так же можно по листкам для K78-2 .Частота известна, ток известен, далее для емкости считаем размах напряжения и смотрим по номограмме.
Какой получился диапазон регулирования ?
ncp1392 контроллер полумоста со встроенным генератором и токовым управлением последним, благодаря токовому управлению становится возможным очень просто навешивать различные обратные связи, а значит можно сделать резонансник. Использовал этот контроллер потому что он хорошо себя зарекомендовал в TV блоках питания, дешев, а главное для не типичного резонансника (параллельно нагруженного) все обратные связи реализуются так как хочет разработчик и не связаны с внутренней логикой микросхемы. L6599A для данного применения слишком хороша:) и конечно богаче функционалом в сравнении с 1392, но здесь не типичный резонансник. Диапазон регулирования практически от 0 т.к. ток в резонансном контуре параллельно нагруженного резонансника всегда течет, но в этом применении от 170 до 240 В (вторичка за выпрямителем), если вопрос по резонансному контуру, уже не помню - надо расчетку посмотреть, не под рукой. Сложности те же что и для LLC - высокое напряжение на резонансном контуре, а здесь - большой ток через емкость резонансного контура. Да, я тоже смотрел номограммы из datasheet EPCOS.
@@DigitalCAT-electronics не возьму в толк про какое токовое управление Вы говорите. обычный генератор с управлением частотой как та же IRS2795, такие простенькие микры есть у многих производителей. L6599 чуть понавороченнее, но не так чтобы сильно. Также очень доступна. На сколько я вижу все их можно и как у Вас использовать для параллельного LLC, так и для последовательного. Порядка 20% диапазон регулирования на последовательных LLC получается без проблем, выше не пробовал, что хватает для ГОСТ-овской сети. Но у последовательных LLC преимущество в том, что нет выходного дросселя и можно делать много обмоток с нужными напряжениями при стабилизации по одной из них, причем разница будет не очень большая в пределах 5% у меня получалась.
Но возможность регулировать почти от 0, если оно действительно так это круто и полезно для некоторых приложений.
@@payalnik-v-goloveСовершенно верно - обычный генератор в микре, инжектируя ток (да как обычно - через резистор) мы управляем частотой:
skip. Current Controlled Oscillator
The current controlled oscillator features a high−speed
circuitry allowing operation from 50 kHz up to 960 kHz.
However, as a division by two internally creates the two Q
and Q outputs, the final effective signal on output Mlower
and Mupper switches in half frequency range. The VCO is
configured in such a way that if the current that flows out
from the Rt pin increases, the switching frequency also goes
up. Skip.
Это и есть то о чем вы говорите. Да, все высоковольтные драйверы полумоста (и без встроенного генератора в том числе) годны для резонансника. Большой разброс напряжений при множественных выходных напряжениях и стабилизации по наиболее нагруженной обмотке да еще и регулировании, в данном случае решен необходимым запасом по входному напряжению вторичного преобразователя (при этом Uвых вторичного преобр. < Umin вых), а улучшение групповогой стабилизации путем применения дросселя групповой стабилизации.
Мне необходимо было регулировать основное выходное напряжение в достаточно широких пределах с целью управлением мощностью РЧ каскада усилителя мощности работающего в классе Е.
@@DigitalCAT-electronics дроссель групповой стабилизации в статике не влияет на выходное напряжение.
Под токовым управлением в импульсных преобразователях несколько другое подразумевается. В данном случае управление по напряжению.
@@payalnik-v-golove Здесь говориться о токовом управлении частотой генератора и тот факт, что там резистор, а... что там должно быть? Закон ома никто не отменял. Я управляю таким генератором током, инжектируя ток от источника напряжения посредством резистора расчитанного по закону ома через развязывающий диод и мне важно именно токовое управление частотой потому, что с диодной развязкой я вешаю в параллель кучу обратных связей и или систем защиты управляя частотой по своему замыслу. Обратная связь или управление по току в преобразователях - об этом я не говорил.
Добрый день.
Впервые запустил корректор мощности на контроллере ICE3PCS01. Настроен на Uвых=380В. Удивила точность поддержания выходного напряжения +-20мВ, при не быстром изменении входного переменного напряжения от 70В до 240В (больше ЛАТР не выдаёт), настроил пока в упрощённом варианте.
Далее необходимо сделать DC-DC преобразователи с управлением по токовой петле 4-20мА, в трёх вариантах, с Uвых= 1-5В, 2-8В, 3.5-16В, и выходными токами при максимальном выходном напряжении соответсвенно 20А, 28А и 33А.
Подскажите, есть какие ни будь мысли на тему, по какой топологии лучше проектировать данные DC-DC.
Сам же для начала хочу попробовать на STM32 push-pull, может быть с синхронным выпрямлением.
А для страховки закупил контроллеры UCC28950-полный мост+синхронный выпрямитеь, но там расчётов на 60 страниц, боюсь много времени уйдёт за отсутствием опыта его применения.
С уважение, Сергей.
Сергей, доброго времени. Хороший результат - ICE3PCS01 не самое простое решение по причине наличия большого количества защит и нескольких контуров управления, кроме того, весьма чувствительна к правильной разводке PCB, у меня с первого раза не взлетел 1кВт+...
У вас пост регулятор - в качестве источника тока используется? Как я понял, вы планируете управлять по току, стабилизация тока нагрузки будет? Ток контура (петли) упрпвления планируете по первичной стороне измерять или по вторичнной?
Топология двухтактного понижающего преобразователя (Push Pull) - нормальный выбор для указанных вами токов и напряжений выхода преобразователя. Конечно, на токах больше 10А, SR даст выигрыш, в КПД, уменьшит массо габаритные (удельные) показатели, хотя будет несколько дороже.
Полный мост со сдвигом фаз на контроллере от TI, я бы не делал - заметно дороже и избыточно для необходимого вам диапазона выходной мощности. Да и как вы сказали - расчет заметно сложнее.
Решения на ST32 и применение МК в источниках питания конечно видел и внимательно слежу за развитием. Но сам пока не имею необходимых компетенций по реализации и синтезу цифровых регуляторов, но напротив, накоплен определенный отрицательный опыт по использованию МК в промышленных САУ - нужно быть очень внимательным в выборе серии и производителя МК. Бывает так, что "глючит" и хорошо, что всегда есть WDT, но это - костыль и в задачах с жестким таймингом, как в вашем случае, нужно взвесить все за и против использования МК в качестве контроллера dc/dc преобразователя. Хотя, как я сказал ранее - появление МК в СУ ИБП это неизбежность и современная тенденция.
Жаль, что все руки, желание не доходит до создания сайта - попросил бы делиться опытом.
@@DigitalCAT-electronics Добрый день.
ИБП проектирую для установки выращивания кристаллов. В ней имеется 24 канала управления от ПЛК, вернее от пристыкованных к нему модулей ЦАП. Для устранения синфазных помех, управление осуществляется по петле 4-20 мА для каждого из каналов. ПИД регулятры реализованы в программе на компьютере. Ранее управление нагревателями осуществлялось с помощью тиристоров по первичной обмотке трансформатора и блока управления тиристораи. Но при наличии 24 каналов в итоге выходили из строя блоки управления, до окончания процесса выращивания, который может длиться до 14 дней.
В мою задачу входит только надёжное управление нагревом.
Почему выбор STM32? Ну во первых я уже знаком с этим микроконтроллером.
2. Встроенные АЦП.
3.Легко реализуется ШИМ.
4.Легко параллельно реализуется диагностика самого модуля упр-я .
Из опыта работы с STM32- эти микроконтроллеры могут творить чудеса. Мне удалось разработать и реализовать математический алгоритм вычисления параметров синусоидального сигнала (амплитуды и сдвига по фазе) из шума более чем в 1000 раз превышающий сам сигнал. Всё это в реальном времени. Несмотря на выполненную работу, не считаю себя профессионалом в программировании этого МК. В данной работе больше было физики, математики и электроники.
В современных STM32 есть аппаратные функции реализации Push-Pull, LLC топологий.
Управление каждым нагревательным элементом будет осуществляться, например, импульсным регулятором напряжения,
Uвых 1-5В. Током до 23А,
Контур упр-я реализуется через термопару и ПИД регулятор, реализованный на компьютере..
PFC - заработать то заработал, но настроил его не до конца. Для упрощения первого включения, я отключил некоторые
защитные функции. Основная проблема после того, как он заработал, был звон (иголки)? как в силовых цепях, так и в сигнальных .
Мультиметр, в режим измерения напряжения, верещал при этом непрерывно, так, как будто он стоял на прозвонке.
Но эта проблема легко разрешилась путём установки Y1 конденсаторов в соответствующие места платы.
Плату проектировал с учётом рекомендаций. Так как разрабатывается три варианта регулируемых ИБП,
синфазный дроссель, дросель PFC и диодный мост , для удобства размещены на платках сменных модулей.
Вообще могу сбросить фото.
Поскольку у меня будет 24 шт ИБП, я хотел не по отдельности на каждом PFC замыкать контакты реле блокировки термистора (или резистора) после зарядки конденсатора, а наоборот, с помощью некоего супервизора питания реле, включать это реле на размыкание НЗ-контакта, на время достаточное для зарядки конденсатора , после реле отключается, НЗ-контакт замыкается и
запускается PFC, То есть реле включается только один раз для зарядки ёмкости , перед запуском PFC.
Допускаю, могут быть подводные камни.
Есть ещё проблемы с PFC, но попробую позже с ними разобраться. Сейчас главное DC-DC, чтобы заказать радиодетали.
Видимо не писатель, сил нет больше писать.
@@СергейСтрелочных-и9г Сергей, я восхищен! Всяческой инженерной удачи!
Все никак не решусь перейти на Cortex ядра - что то мешает:)
Я реализовывал многоканальный PID с апериодическими звеньями на целочисленной арифметике в 8 битном МК, кстати, управлял тиристором с нагрузкой, не помню точно, 1.8 Квт на канал, но триаки конечно обвешаны защитными цепями и демпферной индуктивностью т.к. коммутируются при переходе напряжения через 0, а метод управления - пропуск периодов в интернетах более известен как метод Бразенхема. В итоге бонусы: минимизация коммутационных перенапряжений и бросков тока а так же помех излучаемых в сеть.
Установку гонял трое суток непрерывно в условиях промышленной сети производства. Эксплуатирую уже три года.
Интересно посмотреть на pcb's PFC и особенно на модульную реализацию платы с индуктором.
Если не сложно, вот мой e-mail: fury.alone@gmail.com
Спасибо!
Подскажите пожалуйста по какой литературе или программе рассчитывали несколько обмоток для LLC (первичка и вторички).
Доброго времени Роман. Расчет трансформатора и вторичек ничем не отличается от расчета обычного трансформатора.
Рекомендую старый appnote от IRF: AN-965A, на который и я ссылаюсь в обзоре. Очень простое, а главное - имеющее практическую применимость изложение.
Суть проста. В параллельно нагруженном резонансном преобразователе напряжение на первичке равно напряжению на конденсаторе резонансного контура. Под имеющиеся у разработчика номиналы С для заданного напряжения ККМ, подгоняем характеристическое сопротивление проектируемого контура, задаваясь соотношением индуктивности резонансного дросселя и первички трансформатора, определяем индуктивность первички трансформатора далее можно хоть руками, хоть в программе "Старичка" для полумоста по индуктивности считать витки первички для выбранного магнитопровода.
@@DigitalCAT-electronics Подскажите пожалуйста, как Вы рассчитали ДГС для параллельного LLC? Просто я обратился на сайте cxemнет за расчетом к Владимиру Денисенко (Starichok) он ответил что в резонансных преобразователях ДГС не бывает.
@@РоманИвакин-ц6ж Роман, здравствуйте. Считал в программе Владимира Денисенко - программа расчета дросселя групповой стабилизации на кольцевых сердечниках CalcGRI. Нет причин не использовать дроссель в качестве элемента выходного фильтра, для полумостового резонансного преобразователя. С учетом того что в данном конкретном преобразователе имеется несколько выходных напряжений/вторичных обмоток при этом потребляемая мощность от от одной из обмоток составляет при полной нагрузке 90%, применение связанных дросселей позволяет в обмотках с малым потреблением оставаться в режиме непрерывного тока и избежать выброса напряжения. В этом цель использования связанных дросселей в предложенном решении.
Добрый день, подскажите пожалуйста, Вы говорите что преимуществом резонансного преобразователя является возможность регулирования напряжения выше или ниже входного. И у меня возник вопрос: при использовании обычного полумостового преобразователя такое регулирование реализовать невозможно?
Приветствую! Полумостовой PWM преобразователь так же позволяет осуществлять преобразование, регулирование с напряжением вторичной обмотки ниже или выше входного напряжения, регулирование будет осуществляться, например, изменением скважности.
Но PWM HB работает в режиме жесткой коммутации - ключи испытывают импульсные перегрузки. Конечно, можно улучшить ситуацию применив вариант управления ключами с привязкой к переходу тока/напряжения через 0, но такое решение во первых снизит глубину регулирования, во вторых, в реализации вряд ли будет проще чем резонансная топология.
В общем все бонусы резонансников получаются из за колоколообразной формы напряжения на резонансном контуре и синусоидальных токах текущих через ключи, резонансный контур и первичную обмотку трансформатора.
Благодаря этому мы получаем в резонансниках и естественным образом падающую нагрузочную характеристику (защита от КЗ уже в кармане) и меньшие величины пиковых, действующих, средних токов.
@@DigitalCAT-electronics Ронял, спасибо!!!
Здравствуйте. Объясните пожалуйста об вольт-секундной характеристике ТТ, как считать?
Доброго времени! Вольт секундный инеграл я имел ввиду:
Индуктивность подключена к источнику напряжения которое изменяется по закону U(t), тогда магнитная индукция в сердечнике определяется соотношением известным как вольт-секундный интеграл. Формулы не вставляютя, поэтому сделал запись так.
B(t)=(1/s)*TU(tau)dtau + B0
Где: B(t) - магнитная индукция, S - площадь поперечного сечения сердечника, B0 - магнитная индукция до приложения напряжения. Т - длительность импульса (от 0 до tau).
Из этого выражения можно определить напряжение при котором магнитная индукция достигнет заданной - индукции насыщения (при макс.раб. температуре магнитопровода)
@@DigitalCAT-electronics Пожалуйста, если не затруднит, пример расчёта. Спасибо.
@@ИванИванов-з8ъ9ч
Трансформатор тока, тоже - трансформатор и все соотношения описывающие физические процессы в трансформаторах, верны и для трансформатора тока.
В частности, можно определить предельное значение вольт секундной площади (интеграл) для первичной обмотки имеющей один виток так: Np (Np =1) = (Vp*t)/ (dB*Ae) где
Vp - напряжение на первичной обмотке (правильнее - изменение напряжения за интервал t), dB - изменение индукции магнитного поля за интервал t
t - длительность интервала = длительность импульса, у нас резонансник значит синусоида, далее понятно.
Ae - площадь поперечного сечения магнитопровода трансформатора тока.
Ae, Bmax, V×C product берем из Ds на готовый трансформатор тока ну или характеристики мвгнитопровода, кривая намагничивания для материала магнитопровода...
Два хороших материала по теме:
1. www.google.com/url?sa=t&source=web&rct=j&url=www.epsma.org/Making%2520sense%2520of%2520current%2520sense%2520transformers.pdf&ved=2ahUKEwi07by3jNXrAhWmlYsKHdkDCDMQFjAYegQICRAB&usg=AOvVaw0iAzM-A2VV_DUFqAiogtOE
2. www.google.com/url?sa=t&source=web&rct=j&url=selinc.com/api/download/121665/&ved=2ahUKEwi07by3jNXrAhWmlYsKHdkDCDMQFjAVegQIBhAB&usg=AOvVaw2BKgiBxCLQKh6xtRfzWYUp
@@DigitalCAT-electronics Спасибо
Почему применили транзисторы на 800 вольт а не на 600 или 500?
Совершенно согласен - 650V Vds при 385V на входе - достаточно! Работать в режиме мягкого переключения будут. Но 500V старых IRF у меня уже нет, а 650V из наличия все тяжелые для этого драйвера - слишком большая входная емкость и полный заряд, драйвер не проходил по перегреву да и из опыта - фронты тянуть начинает сильно, перегрев ключа дополнительно. А старые добрые SPP17N80C3 оставались в большом количестве.
Здравствуйте. На вашем канале есть два видео по проектированию корректора коэф. мощности, где вы применяете контроллер серии ICE3. В данном примере используется FAN7930C. Подскажите, чем обусловлен такой выбор? Не подсчитывали ли вы, или измеряли , какой кпд данного преобразователя? И ещё, если это допустимо, можно с вами как нибудь связаться? Адрес моей электронной почты: sts-5@ya.ru. Скайп: sts--555. Постоянно наблюдаю за вашим каналом. Всегда можно подметить интересные изюминки.
Сергей, доброго времени! Отсутствовал и пропустил ваше сообщение. ICE3 не использовал в этом проекте по причине избыточности защит последнего. В случае если впервые разрабатывается PFC и (или) на большие токи (мощность), ICE3 не самый простой в применении.
Выбор FAN7930C сделан по причинам: более прост чем ICE3, легко доступен (у меня десяток скопился) имеется spread sheed (расчетка) и проектируемый ИП делается на микросхемах от ON Semi (хотя, конечно, FAN это FAIRCHILD - до покупки последней ON)
КПД корректора при равных мощностях и режимах работы (ток в индуктивности) мало зависит от примененного контроллера. Следует подвергать оптимизации: 1. Выбор частоты переключения при номинальной нагрузке и низком входе, 2. Подбор ключевого MOSFET, 3. Выбор материала ферромагнетика накопителя энергии - BOOST индуктора.
Собственно и основные потери распределятся между MOSFET/ДИОД/ИНДУКТОР, при больших мощностях значимыми становятся потери в первичном выпрямителе...
КПД еще не измерял - не все компоненты поставили, да и идей просто о-о- очень много, а времени 24 часа:)
Письмо напишу.
С уважением.
@@DigitalCAT-electronics Добрый день. Спасибо за ответ. Ещё вопрос. По какой методике вы измеряете кпд? У меня есть прибор китайского производства, позволяющий
измерять затраченную энергию от сети с дискретностью 0,01 Втч. Естественно требуется тарирование, например по нагреву воды в теплоизолированной ёмкости, и последующим измерением кпд PFC, опять же с путём нагрева воды.
Производители PFC контроллеров используют при этом специализированные приборы, которые стоят не дёшево. Как это делаете вы?
@@СергейСтрелочных-и9г Сергей, доброго времени!
Вам сертификацию устройства проходить? Калориметрический метод, на мой взгляд, будет не самым легким решением. Да и зачем?
Я поступил так: у меня есть AC датчик переменного тока, два вольтметра (постоянный ток и переменный ток) и регистраторы для этого комплекта - Fluke, в предположении что на входе корректора крест фактор тока и напряжения мало отличаются от sqrt(2) т.е. синусоидальны, я подключил два ваттметра (AC на входе, DC на выходе используя Кельвиновское подключение калиброванного DC шунта на вторичке и подключение приборов на двух сторонах в одной точке - без промежуточных проводников, как рекомендовано: "Test Method for Calculating the Energy Efficiency of Single-Voltage
External Ac-Dc and Ac-Ac Power Supplies".
Далее снял показания для 250/500/1000 Вт нагрузки и проделал это для низкого и номинального входа используя ЛАТР.
Но если нужен тест отчет и сертификация то этот колхоз не годится ровно как и калориметрия - только брать в аренду на пару дней power analazer и электронную нагрузку.
Но если сертификация, то зачем? Там все это и сделают...
Для себя? Но расчитайте составляющие потерь - дроссель, mosfet, диод, esr накопительного конденсатора, aux источник (если есть), мостовой выпрямитель на входе - эти "узлы" уже дадут точность расчета порядка 2% (остальное - что не учли).
А калориметрирование это больше для СВЧ, лазерной техники. В случае импульсного источника питания, ККМ можно отнести к ним, на выходе 380 - 400 (В), да еще нагрузку надо ступенчато менять. Чем воду, алюминий и т.п. греть? Набор резисторов, на киловатт? Нихромовый проводник? А теплоизоляция в общем сложно это получается...
В классическом применении калориметрического метода определения мощности, нагрузка не меняется! Но нагревается быстрее или медленнее в зависимости от подводимой к ней энергии.
@@DigitalCAT-electronics Добрый день. Спасибо за подробный ответ. Конечно всё что вы написали, увидеть бы на "бумаге".
Измерение КПД - это мне это нужно больше для себя, чтобы контролировать КПД
помимо расчётов PFC.
На сегодняшний день у меня есть прибор PR10, о котором упоминал ранее, измеритель температуры, ювелирные весы, ЛАТР. И далее два варианта измерения КПД.
1. Калориметрическим способом.
2 На STM32 собрать измеритель мощности и потребляемой энергии по постоянному-пульсирующему току, и совместно с PR10 уже определять КПД, но это отдельная работа, на которую нет времени.
В Иркутске взять приборы на прокат тоже негде.
Кстати по калориметрии. У меня есть опыт определения КПД этим методом.
Лет пят назад в интернете промелькнула информация о том, что что автору, если не изменяет память, Душенову, удалось получить на галогеновых лампах КПД
400-500% тепловой энергии. Мы с другом решили это проверить от сети 50Гц.
Естественно, больше 100% не получилось, но разница в показаниях и расчётах была десятые доли процента. Измерения проводились в теплоизолированной ёмкости, градуированной термопарой +прибор, масса воды измерялась ювелирными весами, вода дистиллированная. Токовводы ламп изолировались от воды. Также учитывались теплоёмкость самой лампы и потери в проводах.
Естественно не хотелось бы возиться с водой и калориметрией.
Статью "Test Method for Calculating the Energy Efficiency of Single-Voltage" можно отправить? Запрос сделал, но пока ответа нет.
С уважением, Сергей.
Сергей, приветствую.
Написал вам большой ответ, но все пропало, все:) напишу заново, но уже кратко:
Вот ссылка с документом: law.resource.org/pub/us/cfr/ibr/003/ca.energy.test.method.2004.pdf
Я думаю, что метод измерения мощности на входе и мощности на выходе это то, что вам нужно, тем более, что парк приборов для этого у вас почти есть - ЛАТР и PR10, осталось добавить два вольтметра постоянного напряжения и шунт 75 мВ ( или резистор подходящей
мощности, точности и сопротивления).
Конечно, при 1000 Вт выходной мощности, наибольшая сложность это нагрузка. Кто то использует лампы накаливания ,кто то резисторы ПВ помещает в банку с водой, кто то берет электронную нагрузку - все по возможностям.
А к коллегам сообщающих о нарушении второго начала термодинамики я отношусь настороженно.